Двухтактные преобразователи могут быть с самовозбуждением и с независимым возбуждением. В настоящее время в основном применяют преобразователи с независимым возбуждением, имеющие более высокий КПД. На практике применяют три основных схемы двухтактных преобразователей: с выводом нейтральной точки первичной обмотки трансформатора (со средней точкой), полумостовые и мостовые. Трансформатор, входящий в состав преобразователя имеет две идентичные первичные обмотки с числом витков W 11 = W 12 = W 1 и две идентичные вторичные обмотки с числом витков W 21 = W 22 = W 2 .

Рассмотрим установившийся режим работы идеального преобразователя в случае безразрывных токов дросселя L при широтно-импульсном управлении транзисторами VT1 и VT2. При переводе СУ транзистора VT1 в режим насыщения к первичной обмотке W 11 трансформатора будет приложено напряжение источника энергии U 0 .

В результате на зажимах вторичной обмотки W 21 появится ЭДС Е 2 с полярностью, обеспечивающей открытие диода VD1. При этом на интервале открытого состояния VT1 все остальные диоды и транзистор VТ2 будут закрыты.

Поскольку ЭДС Е 2 = U 0 n 21 = U 0 W 2 /W 1 , то к обмотке дросселя L будет приложено напряжение, равное U 0 n 21 - U н. Под действием этого напряжения ток в обмотке дросселя L будет нарастать до линейному закону от минимального до максимального значения, соответствующего моменту времени t = γТ, когда СУ переведет транзистор VT1 в закрытое состояние.

На этом временном интервале осуществляется передача энергии в нагрузку, накопление энергии в дросселе L и подзаряд конденсатора С1. При этом напряжение, приложенное к закрытому транзистору VT2, оказывается равным 2U 0 . При запирании транзистора VT1 меняется полярность ЭДС на зажимах всех обмоток трансформатора, что приводит к запиранию диода VD1 и открыванию диода VD3. В результате к обмотке дросселя будет приложено напряжение, равное напряжению на нагрузке, и он будет отдавать ранее запасенную энергию в нагрузку и конденсатор С1 (пока ток дросселя будет больше тока нагрузки). При этом напряжение, приложенное к закрытым транзисторам VT1 и VT2, оказывается равным напряжению источника энергии U 0 , так как трансформатор оказывается в режиме короткого замыкания (при отключенной первичной обмотки от источника энергии).

В момент t/T = 0,5 СУ переводит транзистор VT2 в открытое состояние, в результате чего первичная обмотка W 12 трансформатора (находящегося в режиме короткого замыкания) подключается к источнику энергии. Это приводит к резкому увеличению тока в обмотках W 22 и W 12 трансформатора. В момент, когда ток в обмотке W 22 достигает значения тока дросселя L, начинается процесс запирания диода VD3. На интервале 0,5Т ≤ t ≤ (0 5 + γ)Т транзистор УТ2 открыт и находится в режиме насыщения, а ток дросселя опять нарастает от минимального до максимального значения.

Регулировочная характеристика данного преобразователя имеет следующий вид: U H = 2n 21 γU 0 .

Как видно из выражения, регулировочная характеристика данного преобразователя отличается от регулировочной характеристики однотактного преобразователя с прямым включением диода только множителем 2. Однако в последнем случае требуется два отдельных трансформатора, расчетная мощность каждого из которых в два раза меньше мощности трансформатора двухтактного преобразователя. Кроме того, следует помнить, что перемагничивание материала магнитопровода в однотактных преобразователях с прямым включением диода осуществляется по частному несимметричному циклу перемагничивания, тогда как в данном идеальном преобразователе перемагничивание осуществляется по частному симметричному циклу. Поэтому размеры трансформатора в двухтактном преобразователе будут меньшими по сравнению с размерами двух трансформаторов однотактных преобразователей.

Выражение для критического значения индуктивности L кp дросселя L, обеспечивающей безразрывность тока дросселя при минимальном значении тока нагрузки J н min принимает для двухтактного преобразователя (или двух однотактных, работающих на общий фильтр) следующий вид:

Разница в работе будет заключаться в только том, что на интервалах закрытого состояния транзисторов оба диода на выходе преобразователя (VD1, VD2) будут открыты и через каждый из них будет замыкаться ток, равный половине тока дросселя. Например, широко применяемые в системах электропитания аппаратуры телекоммуникаций вольтодобавочные (стабилизирующие) преобразователи КВ-12/100 (КС-14/100) представляют собой рассматриваемый двухтактный преобразователь в варианте без диода VD3.

В реальных двухтактных преобразователях, работающих на частотах 20 кГц и выше, неодинаковое значение времени рассасывания избыточных носителей в транзисторах при их запирании приводит к тому, что приращение магнитного потока в трансформаторе на интервале открытого состояния одного транзистора отличается от приращения магнитного потока на интервале открытого состояния другого транзистора. В результате в двухтактных преобразователях может появиться так называемое одностороннее подмагничивание материла магнитопровода трансформатора. И, как результат, насыщение материала магнитопровода и короткое замыкание для источника энергии, приводящее к выходу из строя транзисторов. Другой причиной появления одностороннего подмагничивания является электрическая несимметрия схемы, возникающая, как правило, при низких уровнях выходного напряжения. Для того чтобы исключить явление одностороннего подмагничивания, приходится прибегать к существенному усложнению схемы управления в двухтактных преобразователях по сравнению с однотактными. С этой целью в схему управления вводится, например, устройство, следящее за средним значением токов транзисторов и при их разбалансировке обеспечивающее автоматическую коррекцию длительности включенного состояния транзисторов.

Рассмотренный преобразователь на практике применяется при относительно невысоких напряжениях источника энергии, так как напряжение, приложенное к закрытому транзистору, оказывается в два раза больше напряжения источника энергии. При высоком значении напряжения U 0 (в несколько сотен вольт) широко применяются полумостовые и мостовые схемы двухтактных преобразователей.

В полумостовом преобразователе параллельно источнику энергии с напряжением U 0 устанавливаются два последовательно соединенных между собой конденсатора с одинаковой емкостью. Первичная обмотка трансформатора TV1 включается между общей точкой этих конденсаторов и общей точкой транзисторов VT1 и VT2.

В идеальном преобразователе среднее значение напряжения на каждом из конденсаторов равно половине напряжения U 0 . При переводе СУ, например, транзистора VT1 в режим насыщения напряжение, приложенное к первичной обмотке трансформатора TV1, будет равно напряжению на конденсаторе С1. В результате ЭДС Е 2 на зажимах вторичной обмотки VT1 будет равна U 0 n 21 /2. При этом будут открыты диоды VD3 и VD6. Напряжение, приложенное к закрытому транзистору VT2, равное сумме напряжения на конденсаторе С2 и ЭДС первичной обмотки TV1, будет равно напряжению U 0 . Для того чтобы исключить интервалы, на которых оба транзистора открыты одновременно, длительности открытого состояния VT1 и VT2 должны быть меньше половины периода преобразования энергии. На интервалах открытого состояния VT1 (VT2) осуществляется передача энергии а нагрузку и ее накопление в дросселе L1 и конденсаторе С3. Кривые тока коллектора транзисторов, тока дросселя L1, напряжения на входе фильтра L1 С3 и напряжения на нагрузке по форме полностью совпадают с соответствующими кривыми. На интервалах выключенного состояния транзисторов открыты все четыре диода выходного выпрямителя и через каждый из них протекает ток, равный половине тока дросселя, при этом напряжение приложенное к закрытым транзисторам равно U 0 /2. Регулировочная характеристика полумостового преобразователя (при его работе в режиме безразрывных токов дросселя L1) имеет следующий вид: U H = γU 0 n 21 .

Выражение для критического значения индуктивности L кp дросселя L, обеспечивающей безразрывность тока дросселя при минимальном значении тока нагрузки I н min принимает для полумостового преобразователя следующий вид:

Полумостовые преобразователи обычно применяются при выходной мощности до нескольких сотен ватт, так как с увеличением выходной мощности резко увеличиваются габаритные размеры конденсаторов C1, С2. Кроме того, при прочих равных условиях ток коллектора транзисторов в полумостовых преобразователях в два раза больше, чем в мостовых преобразователях, что приводит к большим потерям в них и к увеличению габаритов радиаторов охлаждения транзисторов.

В мостовом преобразователе при классическом, так называемом симметричном способе управления транзисторами СУ обеспечивает синхронную коммутацию диагональных транзисторов (VT1 и VT4 на интервале первой половины периода, а затем VT2 и VT3 на интервале второй половины периода преобразования энергии). При этом на интервале открытого состояния любой пары диагональных транзисторов напряжение, приложенное к первичной обмотке TV1 и к каждому из закрытых транзисторов в идеальном преобразователе равно напряжению источника энергии. В остальном работа мостового преобразователя при симметричном способе управления транзисторами подобна работе рассмотренных выше двухтактных преобразователей.

В интервале открыты диагональные транзисторы VT1 и VT4, в результате ток i 1 , равный сумме намагничивающего тока (тока холостого хода) трансформатора и тока дросселя: L1, приведенного к первичной обмoтке, втекает в начало первичной обмотки TV, открыт выходной диод VD5 и осуществляется передача энергии в нагрузку и ее накопление дросселями L1 и L. При этом напряжение на конденсаторах С2 и С3. равно напряжению U 0 . В момент t 1 схема управления выключает VT4, вследствии чего ток i 1 начинает замыкаться по цепи: первичная обмотка TV (в том же направлении) - конденсатор С3 - открытый транзистор VT1 - дроссель L. Начинается быстрый процесс перезаряда конденсатора С3 и заряд конденсатора С4. За время, меньшее t зад, напряжение на конденсаторе С3 уменьшается до нуля, а на конденсаторе С4 нарастает до U 0 . После того как напряжение на С3 снизилось до нуля, открывается диод VD3 и ток i 1 далее замыкается через этот диод, так что к моменту t 2 - моменту открытия VT3 - напряжение на нем равно практически нулю, т. е. отсутствуют потери мощности при его открытии. В интервале первичная обмотка TV и дроссель L оказываются закороченными диодом VD3 и транзистором VT1, так что ток в этой цепи практически не претерпевает изменений. В момент t 3 выключается транзистор VT1 и начинается быстрый перезаряд конденсатора С2 (и заряд конденсатора С1), так что за время, меньшее t зад, напряжение на C2 спадает до нуля, после чего открывается диод VD2. До момента t 4 - момента открытия транзистора VT2 - ток, поддерживаемый дросселем L, замыкается через диоды VD2, VD3 и источник энергии U 0 , т. е. энергия, запасенная этим дросселем, возвращается в источник. Включение VT2 также происходит без потерь мощности. На интервале открыты VT2 и УТ3, ток i 1 меняет свое направление, открыт выходной диод VD6 и энергия передается от источника в нагрузку, а также запасается дросселями. Далее процессы в схеме протекают аналогичным образом.

Для исключения явления одностороннего подмагничивания трансформатора в полумостовых и мостовых ПН последовательно с первичной обмоткой трансформатора достаточно часто включается конденсатор. Такое введение конденсатора имеет место, например, в ПН блоков питания ПК, в выпрямителях ВБВ-60/25-3к.

На выходе любого из рассмотренных двухтактных преобразователей выходной выпрямитель может быть выполнен либо по однофазной мостовой схеме, либо по двухполупериодной схеме выпрямления. Однофазная мостовая схема выпрямления обычно применяется только при относительно высоких уровнях выходного напряжения (несколько десятков вольт и выше), так как характеризуется большими потерями в вентильном комплекте по сравнению с двухполупериодной схемой.

Используемая литература: Электропитание устройств и систем телекоммуникаций:
Учебное пособие для вузов / В. М. Бушуев, В. А. Демянский,
Л. Ф. Захаров и др. - М.: Горячая линия-Телеком, 2009. -
384 с.: ил.

Скачать реферат: У вас нет доступа к скачиванию файлов с нашего сервера.

Двухтактный инвертор, построенный по базе эмиттерного повторителя мощности, представляет собой двухтактный импульсный источник тока, с малым весом и небольшими габаритами. Используется для зарядки аккумуляторов при стабильном напряжении. Максимального ток, установленный в начале заряда, снижается к концу до состояния буферного подзаряда - это близко по характеристике к зарядке аккумуляторов в автомобилях.
В источнике тока применены радиокомпоненты устаревших блоков питания компьютеров и мониторов.

Основные функциональные части схемы зарядного устройства:
1. Входные цепи защиты от перегрузок и замыканий.
2. Сетевой помехоподавляющий двухзвенный фильтр.
3. Сетевой выпрямитель.
3. Сглаживающий фильтр высокого напряжения.
4. Силовой инвертор на базе эмиттерного повторителя на биполярных транзисторах.
5. Цепи передачи и формирования сигнала обратной связи стабилизации по напряжению.
6. Генератор импульсов прямоугольной формы.
7. Регулятор выходного тока.
8. Выпрямитель вторичного напряжения.
9. Цепи защиты и индикации нагрузки.

В схеме двухтактного инвертора происходит тройное преобразование напряжения: переменное напряжение сети выпрямляется и сглаживается до постоянного тока, далее преобразуется в импульсное, с частотой до нескольких десятков килогерц, трансформируется в низковольтную цепь и выпрямляется. Напряжение вторичной цепи используется для зарядки аккумуляторов.
Цепь отрицательной обратной связи позволяет заряжать аккумуляторы или питать нагрузку стабилизированным напряжением.
Двухтактная схема инвертора содержит транзисторы, пониженной по сравнению с обратноходовой схемой, мощностью и напряжением.
Цепи обратной связи на оптопаре и импульсный трансформатор гальванически разделяют высокое сетевое напряжение инвертора от низковольтных цепей.
Низковольтный узел оснащен мощными лавинными диодами в сборке, индикацией низкого напряжения и тока нагрузки.
Стабилизация выходного напряжения выполнена введением в схему цепи отрицательной обратной связи по напряжению, а повышение температуры транзисторов от перегрева контролируется терморезистором.

Основные технические характеристики:

Напряжение питания. В - 165...240
Выходное напряжение. В - 12...16
Выходной ток нагрузки. А - 10
Частота преобразования, кГц - 22...47

Схема

Входной помехоподавляющий фильтр состоит из двухобмоточного дросселя Т2 (рис. 1) и конденсаторов С13, С14, которые позволяют снизить помехи преобразователя в сеть и устранить возможность проникновения импульсных помех из сети питания.

Сетевое напряжение с фильтра поступает на выпрямитель VD7 через предохранитель FU1 и выключатель сети SA1.

Сетевой выпрямитель дополнен сглаживающим фильтром из конденсаторов большой емкости С8, С9, шунтированных резисторами R12, R13 для выравнивания напряжений. Терморезистор RK2 ограничивает ток заряда конденсаторов при подаче сетевого напряжения.
Высокочастотный трансформаторЛ инвертора одним выводом подключен к средней точке соединения конденсаторов С8, С9, а вторым - к точке соединения транзисторов двухтактного преобразователя, через разделительный конденсатор С7.

Ввод резистора R15 в колебательный контур снижает добротность обмотки трансформатора и ускоряет затухание колебательного процесса.
Транзисторы VT2, VT3 зашунтированы быстродействующими диодами VD4, VD5 от пробоя обратными токами.

Разделительный конденсатор С7 устраняет подмаг-ничивание магнитопровода трансформатора Т1 инвертора, при разбросе параметров конденсаторов С7, С8 и неверной установке половины питающего напряжения в средней точке соединения транзисторов VT2, VT3.
Ввиду низкого коэффициента передачи мощных транзисторов инвертора в схему добавлен биполярный транзистор VT1.

Установка половины напряжения источника питания в точке соединения транзисторов VT2, VT3 выполняется подбором номинала сопротивления резистора R8.

Диод VD3 ускоряет переключение эмиттерного повторителя на транзисторах VT1, VT2.
Нагрузкой эмиттерного повторителя является транзистор VT3, работающий в статическом режиме с заземленной, по переменному току, базой. По постоянному току на базу транзистора VT3, через резистор R8, подано небольшое смещение для создания напряжения на коллекторе, близкого к половине питающего напряжения.

Задающий генератор выполнен на аналоговом таймере DA1.
Микросхема содержит: два операционных усилителя, работающих в качестве компараторов; RC-триггер; выходной усилитель и ключевой транзистор для разряда внешнего время-зарядного конденсатора С1.

С вывода 3 генератора микросхемы DA1 снимаются импульсы прямоугольной формы. При высоком уровне на выходе 3 DA1 импульс через интегральную RC-цепь R5, С4 поступает на базу транзистора VT1 составного эмиттерного повторителя, транзистор открывается и открывает мощный биполярный транзистор VT2. Конденсатор С7 заряжается от положительной шины источника питания. В первичной цепи трансформатора Т1 возникнет импульс тока. По окончанию положительного импульса с вывода 3 микросхемы DA1 внутренним триггером вывод 7 DA1 переключается в проводящее состояние относительно минуса питания микросхемы DA1, база транзистора VT1 замыкается на минус питания микросхемы, конденсатор С4 также ускоренно разряжается. Транзисторы эмиттерного повторителя закрываются и конденсатор С7 разряжается через открытый транзистор VT3.

Для правильного согласования импульсов генератора на переход база-эмиттер повторителя VT1, VT2 инвертора, питание генератора выполнено от положительной шины высоковольтного источника питания через ограничивающий напряжение резистор R10, со стабилизацией стабилитроном VD2. Минус питания микросхемы взят со средней точки соединения транзисторов VT2, VT3. С приходом последующего импульса с генератора на вход эмиттерного повторителя, транзисторы VT1, VT2 открываются и процесс повторяется.

Непрерывная последовательность импульсов в первичной обмотке высокочастотного трансформатора Т1 активирует появление высокочастотного напряжения во вторичной обмотке трансформатора и тока на нагрузке ХТЗ, ХТ4.
Выводы 2 и 6 входа компараторов микросхемы DA1 переключают внутренний триггер в зависимости от уровня напряжения на конденсаторе С1, время заряда которого зависит от номиналов RC-цепи R1, R2, С1.

Вывод 5 DA1 позволяет получить прямой доступ к точке делителя с уровнем 2/3 напряжения питания, являющейся опорной для работы верхнего компаратора. Использование данного вывода позволяет менять этот уровень для получения модификаций схемы.
Конструктивное использование данного вывода в цепи отрицательной обратной связи позволяет реализовать стабилизацию выходного напряжения.

Напряжение с нагрузки через терморезистор RK1 поступает на установочный переменный резистор R14, которым регулируется напряжение на нагрузке. При повышении напряжения на зажимах ХТЗ, ХТ4 усилитель на параллельном стабилизаторе DA2 увеличивает яркость светодиода оптопары U1, транзистор оптопары открывается и снижает напряжение на выводе 5 DA1. Частота генератора возрастает. Длительность выходных импульсов сокращается, что приводит к снижению напряжения на нагрузке.

Параллельный стабилизатор DA2 служит в качестве усилителя сигнала рассогласования уровня напряжения на нагрузке и работает в линейном режиме. Установка в этой цепи транзисторного усилителя нежелательна из-за разброса параметров и существенного воздействия внешней температуры.

Повышение температуры ключевых транзисторов VT2, VT3 инвертора приведет к понижению сопротивления терморезистора RK1 и к снижению скважности импульсов и мощности в нагрузке.
Питание микросхемы DA1 выполнено от высокого напряжения инвертора через ограничитель напряжения на резисторе R10 и стабилизировано диодом VD2.

Выпрямитель вторичной цепи выполнен на мощной паре лавинных диодов VD6, собранных в сборку, индикация полярности наличия вторичного напряжения индицируется светодиодом HL1. Конденсатор СЮ сглаживает пульсации напряжения в низковольтных цепях.

Печатная плата, детали
Печатная плата электронной схемы состоит из двух частей (рис. 2 и рис. 3), соединенных проводниками.
Таймер DA1 с пониженным энергопотреблением серии 7555 заменим на серию 555 с микромощным энергопотреблением.
Сетевой диодный мост VD7 на напряжение не ниже 400 В и ток более 3 А, низковольтный выпрямитель
VD6 на напряжение не ниже 50 В и ток не менее 20 А заменим на сборку S40D45C от компьютерных блоков питания.
Транзисторы VT2.VT3 подойдут на напряжение не ниже 300 В и ток более 3 А - типа 2SC2555, 2625, 3036, 3306, 13009 с установкой на радиатор с изолирующими прокладками.

Алюминиевые оксидные конденсаторы фирм “Nicon” или REC.
Оптроны - из серии LTV817, РС816.
Трансформатор Т1 применен без перемотки от блока АТ/ТХ питания компьютера. Обмотка 1Т1 составляет 38 витков провода диаметром 0,8 мм, вторичная -имеет две обмотки по 7,5 витков каждая, сечением 4*0,31 мм в жгуте.
Трансформатор Т2 - двухобмоточный сетевой дроссель фильтра.
Катушка L1 - дроссель фильтра, 10 витков провода диаметром 1 мм на ферритовом кольце 20 мм.

Регулировка схемы заключается в проверке режимов питания. Резистором R8 установить на эмиттере VT3 напряжение равное половине напряжения источника питания - около 150 В.

Питать схему инвертора во время испытаний необходимо через переходной трансформатор 220/220 В * 100 Вт, для устранения возможных электротравм.
Перед запуском в цепь сетевого питания вместо предохранителя FU1 подключается лампочка 220 В * 100 Вт, вместо нагрузки подключить автомобильную лампочку на 12-24 В * 50 свечей.

Повышенная яркость сетевой лампочки и отсутствие свечения лампочки в нагрузке указывают на неисправности в схеме.
При слабом свечении сетевой лампочки и ярком свечении лампочки нагрузки, с наличием регулировки яркости, подтверждается рабочее состояние схемы.

После непродолжительной работы схему отключить от сети и проверить радиокомпоненты на нагрев.
При наладке и испытании устройства следует соблюдать Правила техники безопасности.

Рисунки печатной платы в формате lay6 (файл The-push-pull-inverter.zip) вы можете загрузить с нашего сайта: У вас нет доступа к скачиванию файлов с нашего сервера

Владимир Коновалов, Александр Вантеев
г. Иркутск-43, а/я 380

Литература
1. Илья Липавский. Гибридный усилитель мощности на базе повторителя Andrea Ciuffoli. - РадиоХобби, №2, 2009, с. 49.
2. . - Солон-Пресс, г. Москва, 2003, с. 108-142.
3. В. Коновалов. Методические разработки и статьи. - Иркутск, 2009.
Скачать: Двухтактный инвертор на базе эмиттерного повторителя мощности
В случае обнаружения "битых" ссылок - Вы можете оставить комментарий, и ссылки будут восстановлены в ближайшее время.

Другие новости

Наибольшее распространение получили двухтактные источники вторичного электропитания, хотя и имеют более сложную электрическую схему по сравнению с однотактными. Они позволяют получать на выходе значительно большую выходную мощность при высоком КПД.
Схемы двухтактных преобразователей-инверторов имеют три вида включения ключевых транзисторов и первичной обмотки выходного трансформатора: полумостовая, мостовая и с первичной обмоткой имеющей отвод от середины.

Полумостовая схема построения ключевого каскада.
Ее особенностью является включение первичной обмотки выходного трансформатора в среднюю точку емкостного делителя С1 — С2.

Амплитуда импульсов напряжения на переходах транзисторов эмиттер-коллектор Т1 и Т2 не превышает Uпит величины питающего напряжения. Это позволяет использовать транзисторы с максимальным напряжением Uэк до 400 вольт.
В то же время напряжение на первичной обмотке трансформатора Т2 не превышает значения Uпит/2, потому, что снимается с делителя С1 — С2 (Uпит/2).
Управляющее напряжение противоположной полярности подается на базы ключевых транзисторов Т1 и Т2 через трансформатор Тр1.


В мостовом преобразователе емкостной делитель (С1 и С2) заменен транзисторами Т3 и Т4. Транзисторы в каждом полупериоде открываются попарно по диагонали (Т1, Т4) и (Т2, Т3).

Напряжение на переходах Uэк закрытых транзисторов не превышает напряжения питания Uпит. Но напряжение на первичной обмотке трансформатора Тр3 увеличится и будет равно величине Uпит, что повышает КПД преобразователя. Ток же через первичную обмотку трансформатора Тр3 при той же мощности, по сравнению с полумостовой схемой, будет меньше.
Из за сложности в наладке цепей управления транзисторов Т1 – Т4, мостовая схема включения применяется редко.

Схема инвертора с так называемым пушпульным выходом наиболее предпочтительна в мощных преобразователях-инверторах. Отличительной особенностью в данной схеме является то, что первичная обмотка выходного трансформатора Тр2 имеет вывод от середины. За каждый полупериод напряжения поочередно работает один транзистор и одна полуобмотка трансформатора.

Данная схема отличается наибольшим КПД, низким уровнем пульсаций и слабым излучением помех. Достигается это за счет уменьшения тока в первичной обмотке и уменьшения рассеиваемой мощности в ключевых транзисторах.
Амплитуда напряжения импульсов в половине первичной обмотки Тр2 возрастает до значения Uпит, а напряжение Uэк на каждом транзисторе достигает значения 2 Uпит (ЭДС самоиндукции + Uпит).
Необходимо использовать транзисторы с высоким значением Uкэmах, равным 600 – 700 вольт.
Средний ток через каждый транзистор равен половине тока потребления от питающей сети.

Обратная связь по току или по напряжению.

Особенностью двухтактных схем с самовозбуждением является наличие обратной связи (ОС) с выхода на вход, по току или по напряжению.

В схеме обратной связи по току обмотка связи w3 трансформатора Тр1 включена последовательно с первичной обмоткой w1 выходного трансформатора Тр2. Чем больше нагрузка на выходе инвертора, тем больше ток в первичной обмотке Тр2, тем больше обратная связь и больше базовый ток транзисторов Т1 и Т2.
Если нагрузка меньше минимально допустимой, ток обратной связи в обмотке w3 трансформатора Тр1 недостаточен для управления транзисторами и генерация переменного напряжения срывается.
Иными словами, при пропадании нагрузки — генератор не работает.

В схеме обратной связи по напряжению обмотка обратной связи w3 трансформатора Тр2 соединена через резистор R с обмоткой связи w3 трансформатора Тр1. По этой цепи осуществляется обратная связь с выходного трансформатора на вход управляющего трансформатора Тр1 и далее в базовые цепи транзисторов Т1 и Т2.
Обратная связь по напряжению слабо зависит от нагрузки. Если же на выходе будет очень большая нагрузка (короткое замыкание), напряжение на обмотке w3 трансформатора Тр2 снижается и может наступить такой момент, когда напряжение на базовых обмотках w1 и w2 трансформатора Тр1 будет недостаточно для управления транзисторами. Генератор перестанет работать.
При определенных обстоятельствах это явление может быть использовано как защита от короткого замыкания на выходе.
На практике широко применяются обе схемы с обратной связью ОС как по току, так и по напряжению.

Двухтактная схема инвертора с ОС по напряжению

Для примера, рассмотрим работу наиболее распространенной схемы преобразователя-инвертора – полумостовой схемы.
Схема состоит из нескольких независимых блоков:

• — выпрямительный блок – преобразует переменное напряжение 220 вольт 50 Гц в постоянное напряжение 310 вольт;
• — устройство запускающих импульсов – вырабатывает короткие импульсы напряжения для запуска автогенератора;
• — генератор переменного напряжения – преобразует постоянное напряжение 310 вольт в переменное напряжение прямоугольной формы высокой частоты 20 – 100 КГц;
• — выпрямитель – преобразует переменное напряжение 20 -100 КГц в постоянное напряжение.

Сразу после включения питания 220 вольт начинает работать устройство запускающих импульсов, представляющий из себя генератор пилообразного напряжения (R2, С2, Д7). От него запускающие импульсы поступают на базу транзистора Т2. Происходит запуск автогенератора.
Ключевые транзисторы открываются поочередно и в первичной обмотке выходного трансформатора Тр2, включенной в диагональ моста (Т1,Т2 – С3,С4), образуется переменное напряжение прямоугольной формы.
С вторичной обмотки трансформатора Тр2 снимается выходное напряжение, выпрямляется диодами Д9 — Д12 (двухполупериодное выпрямление) и сглаживается конденсатором С5.
На выходе получается постоянное напряжение заданной величины.
Трансформатор Т1 используется для передачи импульсов обратной связи от выходного трансформатора Тр2 на базы ключевых транзисторов Т1 и Т2.


Двухтактная схема ИБП имеет ряд преимуществ перед однотактной схемой:

• — ферритовый сердечник выходного трансформатора Тр2 работает с активным перемагничиванием (наиболее полно используется магнитный сердечник по мощности);
• — напряжение коллектор – эмиттер Uэк на каждом транзисторе не превышает напряжение источника постоянного тока в 310 вольт;
• — при изменении тока нагрузки от I = 0 до Imax, выходное напряжение изменяется незначительно;
• — выбросы высокого напряжения в первичной обмотке трансформатора Тр2 очень малы, соответственно меньше уровень излучаемых помех.

И еще одно замечание в пользу двухтактной схемы!!

Сравним работу двухтактного и однотактного автогенераторов с одинаковой нагрузкой.
Каждый ключевой транзистор Т1 и Т2 за один такт работы генератора используется всего половину времени (одну полуволну), вторую половину такта «отдыхает». То есть вся вырабатываемая мощность генератора, делится пополам между обоими транзисторами и передача энергии в нагрузку идет непрерывно (то от одного транзистора, то от другого), во время всего такта. Транзисторы работают в щадящем режиме.
В однотактном же генераторе накопление энергии в ферритовом сердечнике происходит во время половины такта, во второй половине такта идет ее отдача в нагрузку.

Ключевой транзистор в однотактной схеме работает в четыре раза более напряженном режиме, чем ключевой транзистор в двухтактной схеме.

Двухтактный преобразователь - преобразователь напряжения, использующий импульсный трансформатор. Коэффициент трансформации трансформатора может быть произвольным. Несмотря на то, что он фиксирован, во многих случаях может варьироваться ширина импульса, что расширяет доступный диапазон стабилизации напряжения. Преимуществом двухтактных преобразователей является их простота и возможность наращивания мощности.

В правильно сконструированном двухтактном преобразователе постоянный ток через обмотку и подмагничивание сердечника отсутствуют. Это позволяет использовать полный цикл перемагничивания и получить максимальную мощность.

Следующая упрощенная методика позволяет рассчитать основные параметры импульсного трансформатора выполненного на кольцевом магнитопроводе.

1. Расчет габаритной мощности трансформатора

где Sc — площадь поперечного сечения магнитопровода, см2; Sw — площадь окна сердечника, см2; f — f — частота колебаний, Гц; Bмах — допустимое значение индукции для отечественных никель-марганцевых и никель-цинковых ферритов на частотах до 100 кГц.

Граничные частоты и величины индукции широко распространённых ферритов

Марганец-цинковые ферриты.

Никель-цинкове ферриты.

Для расчета площади поперечного сечения магнитопровода и площади окна сердечника магнитопровода используются следующие формулы:

Sc = (D — d) ⋅ h / 2

Sw=(d / 2)2 π

где D — наружный диаметр ферритового кольца, см; d — внутренний диаметр; h — высота кольца;

2. Расчет максимальной мощности трансформатора

Максимальную мощность трансформатора выбираем 80% от габаритной:

Pмах = 0,8 Pгаб

3. Расчет минимального числа витков первичной обмотки W1

Минимальное число витков первичной обмотки W1 определяется максимальным напряжением на обмотке U1 и допустимой индукцией сердечника Bмах:

4. Расчет эффективного значения тока первичной обмотке:

Эффективное значение тока первичной обмотки рассчитывается по формуле:

I1 = Pмах / Uэфф

При этом следует учитывать, что Uэфф = U1 / 1,41 = 0,707U1, так как Uэфф это действующее значение напряжения, а U1 максимальное значение напряжения.

5. Расчет диаметра провода в первичной обмотке:

где I1 — эффективное значение тока в первичной обмотке, A ; j — плотность тока, А/мм2;

Плотность тока зависит от мощности трансформатора, рассеиваемое количество теплоты пропорционально площади обмотки и перепаду температур между ней и средой. С увеличением размера трансформатора объем растет быстрее площади и для одинакового перегрева удельные потери и плотность тока надо уменьшать. Для трансформаторов мощностью 4..5 кВА плотность тока не превышает 1..2 А/мм².

Для справки в таблице приведены данные плотности тока в зависимости от мощности трансформатора

6. Эффективное значение тока вторичной обмотки (I2), кол-во витков во вторичной обмотке (W2) и диаметр провода во вторичной обмотке (d2) рассчитывается по следующим формулам:

I2 = Pмах / U2эфф

где Uвых — выходное напряжение вторичной обмотки, Рмах — максимальная выходная мощность трансформатора, так же следует учитывать, что значение Pмах можно заменить на мощность нагрузки при условии, что мощность нагрузки будет меньше максимальной выходной мощности трансформатора.

W2 = (U2эфф*W1) / Uэфф

Исходя из всех выше перечисленных формул (с учетом плотности тока зависящим от мощности трансформатора) можно примерно рассчитать основные параметры импульсного трансформатора, для удобства рассчетов можно воспользоваться онлайн калькулятором.

Данная статья является упрощенной методикой расчета импульсного трансформатора для двухтактного преобразователя, все формулы и онлайн-калькулятор позволяют рассчитать примерные намоточные данные импульсного трансформатора , так как трансформатор имеет много взаимозависимых параметров.

При обнаружении ошибок в формулах, методике их применения и другие замечания просьба оставлять в комментариях.

После определения диаметра провода, следует учитывать, что диаметр провода рассчитывается без изоляции, воспользуйтесь таблицей данных обмоточных проводов для определения диаметра провода с изоляцией.

Таблица данных обмоточных проводов.

Что делает эмбеддер, когда ему делать нечего? Разумеется, исследует двухтактные автогенерирующие преобразователи! Делать, на самом деле, есть чего, и много, но что-то лень. Потому сегодня я все равно буду исследовать двухтактный автогенерирующий преобразователь. Вот такой: Так, как на рисунке выше, их рисуют в книжках, но мне эта рисовка не нравится; мало того, что в таком начертании преобразователь смахивает на мультивибратор (что далековато от истинного принципа его работы), так еще и выход находится сверху (на первой картинке я это все же слегка поправил). Потому я предлагаю свой вариант:
Картинка немного забегает вперед — откуда взялись все эти цифры я объясню по ходу статьи. Сначала рассмотрим общий принцип работы схемы. При подаче питания первым откроется тот транзистор, напряжение база-эмиттер которого меньше или коэффициент передачи тока которого больше (совершенно одинаковых транзисторов в природе не бывает). Пускай это будет T2. Тогда через обмотку B начнет протекать нарастающий ток. При этом обмотки A и B вместе работают как автотрансформатор, в результате чего к базе T2 через резистор R2 будет приложено напряжение, даже большее напряжения питания. Это гарантирует насыщение транзистора (т.к. оба перехода, коллекторный и эмиттерный, оказываются открыты). T1 при этом закрыт, ибо напряжение на коллекторе насыщенного T2 мало. T2 открыт, ток через обмотку B растет, все классно. Однако продолжаться это будет ровно до тех пор, пока магнитопровод трансформатора не войдет в насыщение. Как только это случится, индуктивности обмоток резко упадут, а, следовательно, ток через них начнет стремиться к бесконечности, ограниченный практически только сопротивлением обмотки. В самом деле, ведь

UPD: Более подробно и корректно работу этой схемы я разобрал .

Как и у всего на земле, у такого преобразователя есть плюсы и минусы. Первый и самый очевидный плюс — фантастическая простота. Требуется всего четыре детали, не считая трансформатора. Также к плюсам можно отнести то, что трансформатор в таком преобразователе никогда не войдет в насыщение слишком далеко, что ограничивает потери. Кроме того, это настоящая двухтактная схема, так что трансформатору не нужен зазор, а это означает, что в ход можно пустить, например, колечки от сберегаек (что я и собираюсь сделать дальше). При всех плюсах минусов у этой схемы тоже хватает. Во-первых, входить в насыщение магнитопровод все же будет, так что будут потери, которых можно было бы избежать. Во-вторых, видно, что возможность работы такого преобразователя теснейшим образом завязана на реальные свойства магнитопровода трансформатора (погрешность указания которых в даташитах достигает 30%) и немного на неидеальности транзисторов. То есть, рассчитать такой преобразователь невозможно — его параметры можно только примерно прикинуть, ну или померять на реальной схеме. Рабочая частота будет определяться тем, насколько быстро магнитопровод будет входить в насыщение, то есть, она будет зависеть от входного напряжения. Выше я говорил о колечках от сберегаек. Для тороидального сердечника выражение для индукции в магнитопроводе следующее: где μ — магнитная проницаемость колечка, μ 0 — магнитная постоянная , N — количество витков обмотки, I — ток в обмотке, R — радиус колечка. Скорость нарастания тока в обмотке пропорциональна приложенному напряжению (см. самую первую формулу), то есть скорость нарастания магнитного потока тоже будет ему пропорциональна, то есть рабочая частота будет зависеть от входного напряжения. При этом абсолютное значение индукции будет пропорционально произведению количества витков на ток, потому ток холостого хода будет определяться количеством витков в обмотках A и B (чем больше витков, тем при меньшем токе будет достигнуто насыщение). Отсюда следует еще один недостаток — чтобы получить малый ток холостого хода, надо мотать много провода, что в случае тороидального сердечника особенно утомительно. Ну и ток холостого хода тоже будет зависеть от приложенного напряжения. Из всего сказанного можно сделать вывод о том, что такая схема подходит тогда, когда простота преобразователя перевешивает необходимость в точной предсказуемости и качестве его характеристик. Например, в случае, когда стоит цель немного развлечься весенним вечером.

Перейдем от теории к практике. У меня в закромах лежало неопознанное колечко, добытое из сберегайки. Его диаметр 10 мм, высота — 3.5 мм, толщина — 2 мм. То есть, оно смахивает на колечко EPCOS R 10 x 6 x 4 .
Я намотал на него 10 витков провода и померял индуктивность получившейся катушки. Вышло 286 мкГн, что соответствует проницаемости около 8000. То есть, по даташиту выше, материал колечка — либо T37 , либо T38 . Индукция насыщения у них — что-то около 400 мТ. Я прикинул, что не лень мотать мне будет не более 15 витков. По второй формуле можно посчитать, что при этом ток насыщения будет что-то около 65 мА. Нормально; вполне укладывается в возможности основных «просто транзисторов» — BC547/847/817. После этого я намотал обмотки — первичную, 15 витков в два провода, и вторичную, 63 витка (сколько осилил). Коэффициент трансформации получился 4.2, то есть, из 1.5 В получим примерно 6.3 В.
Собрал схему. В базы транзисторов поставил резисторы по 510 Ом (какие нашел). При этом при минимальном входном напряжении (я принял минимумом 0.9 В с прицелом на батарейку в качестве источника) ток базы будет достаточен, чтобы при минимальном коэффициенте передачи тока транзисторов (по традиции принимается 100) обеспечить ток коллектора, достаточный для насыщения трансформатора (выше посчитали около 65 мА). Собрал:
Подал 1.5 В. Заработало!
На выходе 6.3 В RMS, ровно как проектировали. Можно поставить схему выпрямления с удвоением и получить 12 В. Напряжение на коллекторах:
Видно, что амплитуда импульсов равна 3 В, то есть, в два раза больше напряжения питания. Так что практика и впрямь совпадает с теорией — первичная обмотка работает как автотрансформатор. Напряжение на базах (не верьте измерению частоты, осциллограф глючит из-за выбросов; сетка по времени та же, что и выше):
Потребляемый ток. Мерял напряжение на резисторе в 10 Ом, включенном последовательно с преобразователем:
Около 76 мА в пике. По второй формуле можно вычислить индукцию насыщения — получается около 457 мТ, то есть, феррит, видимо, все же T38. Средний ток холостого хода при напряжении 1.5 В составил около 30 мА. Запускается преобразователь при входном напряжении 0.5 В. Как по мне, такая схема — отличный способ применить колечки от сберегаек в простых преобразователях 1.5 — 5 В/3.3 В. Разумеется, хорошо бы еще на выходе поставить стабилизатор (с диодным мостом, разумеется), в простейшем случае — линейный, ту же L78L33. КПД такого решения будет не особо, зато по себестоимости и простоте оно обойдет, наверное, даже китайские изделия.